要提高開(kāi)關(guān)電源的效率，就必須分辨和粗略估算各種損耗。開(kāi)關(guān)電源內部的損耗大致可分為四個(gè)方面：開(kāi)關(guān)損耗、導通損耗、附加損耗和電阻損耗。這些損耗通常會(huì )在有損元器件中同時(shí)出現，下面將分別討論。

與功率開(kāi)關(guān)有關(guān)的損耗

功率開(kāi)關(guān)是典型的開(kāi)關(guān)電源內部zui主要的兩個(gè)損耗源之一。損耗基本上可分為兩部分：導通損耗和開(kāi)關(guān)損耗。導通損耗是當功率器件已被開(kāi)通，且驅動(dòng)和開(kāi)關(guān)波形已經(jīng)穩定以后，功率開(kāi)關(guān)處于導通狀態(tài)時(shí)的損耗；開(kāi)關(guān)損耗是出現在功率開(kāi)關(guān)被驅動(dòng)，進(jìn)入一個(gè)新的工作狀態(tài)，驅動(dòng)和開(kāi)關(guān)波形處于過(guò)渡過(guò)程時(shí)的損耗。這些階段和它們的波形見(jiàn)圖1。

導通損耗可由開(kāi)關(guān)兩端電壓和電流波形乘積測得。這些波形都近似線(xiàn)性，導通期間的功率損耗由式(1)給出。

控制這個(gè)損耗的典型方法是使功率開(kāi)關(guān)導通期間的電壓降zui小。要達到這個(gè)目的，設計者必須使開(kāi)關(guān)工作在飽和狀態(tài)。這些條件由式(2a)和式(2b)給出，通過(guò)基極或柵極過(guò)電流驅動(dòng)，確保由外部元器件而不是功率開(kāi)關(guān)本身對集電極或漏極電流進(jìn)行控制。

電源開(kāi)關(guān)轉換期間的開(kāi)關(guān)損耗就更復雜，既有本身的因素，也有相關(guān)元器件的影響。與損耗有關(guān)的波形只能通過(guò)電壓探頭接在漏源極(集射極)端的示波器觀(guān)察得到，交流電流探頭可測量漏極或集電極電流。測量每一開(kāi)關(guān)瞬間的損耗時(shí)，必須使用帶屏蔽的短引線(xiàn)探頭，因為任何有長(cháng)度的非屏蔽的導線(xiàn)都可能引入其他電源發(fā)出的噪聲，從而不能準確顯示真實(shí)的波形。一旦得到了好的波形，就可用簡(jiǎn)單的三角形和矩形分段求和的方法，粗略算出這兩條曲線(xiàn)所包圍的面積。例如圖1的開(kāi)通損耗可用式(3)計算。

這個(gè)結果只是功率開(kāi)關(guān)開(kāi)通期間的損耗值，再加上關(guān)斷和導通損耗可以得到開(kāi)關(guān)期間的總損耗值。

與輸出整流器有關(guān)的損耗

在典型的非同步整流器開(kāi)關(guān)電源內部的總損耗中，輸出整流器的損耗占據了全部損耗的40％-65％。所以理解這一節非常重要。從圖2中可看到與輸出整流器有關(guān)的波形。

整流器損耗也可以分成三個(gè)部分：開(kāi)通損耗、導通損耗、關(guān)斷損耗。

整流器的導通損耗就是在整流器導通并且電流電壓波形穩定時(shí)的損耗。這個(gè)損耗的抑制是通過(guò)選擇流過(guò)一定電流時(shí)zui低正向壓降的整流管而實(shí)現的。PN二極管具有更平坦的正向V-I特性，但電壓降卻比較高(0.7～1.1V)；肖特基二極管轉折電壓較低(O.3～0.6V)，但電壓一電流特性不太陡，這意味著(zhù)隨著(zhù)電流的增大，它的正向電壓的增加要比PN二極管更快。將波形中的過(guò)渡過(guò)程分段轉化成矩形和三角形面積，利用式(3)可以計算出這個(gè)損耗。

分析輸出整流器的開(kāi)關(guān)損耗則要復雜得多。整流器自身固有的特性在局部電路內會(huì )引發(fā)很多問(wèn)題。

開(kāi)通期間，過(guò)渡過(guò)程是由整流管的正向恢復特性決定的。正向恢復時(shí)間tfrr是二極管兩端加上正向電壓到開(kāi)始流過(guò)正向電流時(shí)所用的時(shí)間。對于PN型快恢復二極管而言，這個(gè)時(shí)間是5～15ns。肖特基二極管由于自身固有的更高的結電容，因此有時(shí)會(huì )表現出更長(cháng)的正向恢復時(shí)間特性。盡管這個(gè)損耗不是很大，但它能在電源內部引起其他的問(wèn)題。正向恢復期間，電感和變壓器沒(méi)有很大的負載阻抗，而功率開(kāi)關(guān)或整流器仍處于關(guān)斷狀態(tài)，這使得儲存的能量產(chǎn)生振蕩，直至整流器zui終開(kāi)始流過(guò)正向電流并鉗位功率信號。

關(guān)斷瞬間，反向恢復特性起主要作用。當反向電壓加在二極管兩端時(shí)，PN二極管的反向恢復特性由結內的載流子決定，這些遷移率受限的載流子需要從原來(lái)進(jìn)入結內的反方向出去，從而構成了流過(guò)二極管的反向電流。與此相關(guān)的損耗可能會(huì )很大，因為在結區電荷被耗盡前，反向電壓會(huì )迅速上升得很高，反向電流通過(guò)變壓器反射到一次側功率開(kāi)關(guān)，增加了功率管的損耗。以圖1為例，可以看到開(kāi)通期間的電流峰值。

類(lèi)似的反向恢復特性也會(huì )出現在高電壓肖特基整流器中，這一特性不是由載流子引起的，而是由于這類(lèi)肖特基二極管具有較高的結電容所致。所謂高電壓肖特基二極管就是它的反向擊穿電壓大于60V。

與濾波電容有關(guān)的損耗

輸入輸出濾波電容并不是開(kāi)關(guān)電源的主要損耗源，盡管它們對電源的工作壽命影響很大。如果輸入電容選擇不正確的話(huà)，會(huì )使得電源工作時(shí)達不到它實(shí)際應有的高效率。

每個(gè)電容器都有與電容相串聯(lián)的小電阻和電感。等效串聯(lián)電阻(ESR)和等效串聯(lián)電感(ESL)是由電容器的結構所導致的寄生元件，它們都會(huì )阻礙外部信號加在內部電容上。因此電容器在直流工作時(shí)性能zui好，但在電源的開(kāi)關(guān)頻率下性能會(huì )差很多。

輸入輸出電容是功率開(kāi)關(guān)或輸出整流器產(chǎn)生的高頻電流的唯 一(或儲存處)，所以通過(guò)觀(guān)察這些電流波形可以合理地確定流過(guò)這些電容ESR的電流。這個(gè)電流不可避免地在電容內產(chǎn)生熱量。設計濾波電容的主要任務(wù)就是確保電容內部發(fā)熱足夠低，以保證產(chǎn)品的壽命。式(4)給出了電容的ESR所產(chǎn)生的功率損耗的計算式。

不但電容模型中的電阻部分會(huì )引起問(wèn)題，而且如果并聯(lián)的電容器引出線(xiàn)不對稱(chēng)，引線(xiàn)電感會(huì )使電容內部發(fā)熱不均衡，從而縮短溫度zui高的電容的壽命。

附加損耗

附加損耗與所有運行功率電路所需的功能器件有關(guān)，這些器件包括與控制IC相關(guān)的電路以及反饋電路。相比于電源的其他損耗，這些損耗一般較小，但是可以作些分析看看是否有改進(jìn)的可能。

首先是啟動(dòng)電路。啟動(dòng)電路從輸入電壓獲得直流電流，使控制IC和驅動(dòng)電路有足夠的能量啟動(dòng)電源。如果這個(gè)啟動(dòng)電路不能在電源啟動(dòng)后切斷電流，那么電路會(huì )有高達3W的持續的損耗，損耗大小取決于輸入電壓。

第 二個(gè)主要方面是功率開(kāi)關(guān)驅動(dòng)電路。如果功率開(kāi)關(guān)用雙極型功率晶體管，則基極驅動(dòng)電流必須大于晶體管集電極e峰值電流除以增益(hFE)。功率晶體管的典型增益在5-15之間，這意味著(zhù)如果是10A的峰值電流，就要求0.66～2A的基極電流?；錁O之間有0.7V壓降，如果基極電流不是從非常接近0.7V的電壓取得，則會(huì )產(chǎn)生很大的損耗。

功率MOSFET驅動(dòng)效率比雙極型功率晶體管高。MOSFET柵極有兩個(gè)與漏源極相連的等效電容，即柵源電容Ciss和漏源電容Crss。MOSFET柵極驅動(dòng)的損耗來(lái)自于開(kāi)通MOSFET時(shí)輔助電壓對柵極電容的充電，關(guān)斷MOSFET時(shí)又對地放電。柵極驅動(dòng)損耗計算由式(5)給出。

對這個(gè)損耗，除了選擇Ciss和Crss值較低的MOSFET，從而有可能略微降低zui大柵極驅動(dòng)電壓以外，沒(méi)有太多的辦法。

與磁性元件有關(guān)的損耗

對一般設計工程師而言，這部分非常復雜。因為磁性元件術(shù)語(yǔ)的特殊性，以下所述的損耗主要由磁心生產(chǎn)廠(chǎng)家以圖表的形式表示，這非常便于使用。這些損耗列于此處，使人們可以對損耗的性質(zhì)作出評價(jià)。

與變壓器和電感有關(guān)的損耗主要有三種：磁滯損耗、渦流損耗和電阻損耗。在設計和構造變壓器和電感時(shí)可以控制這些損耗。

磁滯損耗與繞組的匝數和驅動(dòng)方式有關(guān)。它決定了每個(gè)工作周期在B-H曲線(xiàn)內掃過(guò)的面積。掃過(guò)的面積就是磁場(chǎng)力所作的功，磁場(chǎng)力使磁心內的磁疇重新排列，掃過(guò)的面積越大，磁滯損耗就越大。該損耗由式(6)給出。

如公式中所見(jiàn)，損耗是與工作頻率和zui大工作磁通密度的二次方成正比。雖然這個(gè)損耗不如功率開(kāi)關(guān)和整流器內部的損耗大，但是處理不當也會(huì )成為一個(gè)問(wèn)題。在100kHz時(shí)，Bmax應設定為材料飽和磁通密度Bsat 的50％。在500kHz時(shí)，Bmax應設定為材料飽和磁通密度Bsat 的25％。在1MHz時(shí)，Bmax應設定為材料飽和磁通密度Bsat 的10％。這是依據鐵磁材料在開(kāi)關(guān)電源(3C8等)中所表現出來(lái)的特性決定的。

渦流損耗比磁滯損耗小得多，但隨著(zhù)工作頻率的提高而迅速增加，如式(7)所示。

渦流是在強磁場(chǎng)中磁心內部大范圍內感應的環(huán)流。一般設計者沒(méi)有太多辦法來(lái)減少這個(gè)損耗。

電阻損耗是變壓器或電感內部繞組的電阻產(chǎn)生的損耗。有兩種形式的電阻損耗：直流電阻損耗和集膚效應電阻損耗。直流電阻損耗由繞組導線(xiàn)的電阻與流過(guò)的電流有效值二次方的乘積所決定。集膚效應是由于在導線(xiàn)內強交流電磁場(chǎng)作用下，導線(xiàn)中心的電流被“推向”導線(xiàn)表面而使導線(xiàn)的電阻實(shí)際增加所致，電流在更小的截面中流動(dòng)使導線(xiàn)的有效直徑顯得小了。式(8)給出了這兩個(gè)損耗在一個(gè)表達式中的計算式。

漏感(用串聯(lián)于繞組的小電感表示)使一部分磁通不與磁心交鏈而漏到周?chē)目諝夂筒牧现?。它的特性并不受與之相關(guān)的變壓器或電感的影響，因此繞組的反射阻抗并不影響漏感的性能。

漏感會(huì )帶來(lái)一個(gè)問(wèn)題，因為它沒(méi)有將功率傳遞到負載，而是在周?chē)脑挟a(chǎn)生振蕩能量。在變壓器和電感的結構設計中，要控制繞組的漏感大小。每一個(gè)的漏感值都會(huì )不同，但能控制到某個(gè)額定值。

一些減少繞組漏感的通用經(jīng)驗法則是：加長(cháng)繞組的長(cháng)度、離磁心距離更近、繞組之間的緊耦合技術(shù)，以及相近的匝比(如接近l：1)。對通常用于DC-DC變換器的E-E型磁心，預計的漏感值是繞組電感的3％～5％。在離線(xiàn)式變換器中，一次繞組的漏感可能高達繞組電感的12％，如果變壓器要滿(mǎn)足嚴格的**規程的話(huà)。用來(lái)絕緣繞組的膠帶會(huì )使繞組更短，并使繞組遠離磁心和其他繞組。

后面可以看到，漏感引起的附加損耗可以被利用。

在直流磁鐵的應用場(chǎng)合，沿磁心的磁路一般需要有一個(gè)氣隙。在鐵氧體磁心中，氣隙是在磁心的中部，磁通從磁心的一端流向另一端，盡管磁力線(xiàn)會(huì )從磁心的中心向外散開(kāi)。氣隙的存在產(chǎn)生了一塊密集的磁通區域，這會(huì )引起臨近線(xiàn)圈或靠近氣隙的金屬部件內的渦流流動(dòng)。這個(gè)損耗一般不是很大，但很難確定。

開(kāi)關(guān)電源內的主要寄生參數概述

寄生參數是電路內部實(shí)際元件無(wú)法預料的電氣特性，它們一般會(huì )儲存能量，并對自身元件起反作用而產(chǎn)生噪聲和損耗。對設計者來(lái)說(shuō)，分辨、定量、減小或利用這些反作用是一個(gè)很大的挑戰。在交流情況下，寄生特性更加明顯。典型的開(kāi)關(guān)電源內部有兩個(gè)主要的、存在較大交流值的節點(diǎn)，第 一是功率開(kāi)關(guān)的集電極或漏極；第 二是輸出整流器的陽(yáng)極。必須重點(diǎn)關(guān)注這兩個(gè)特殊的節點(diǎn)。

變換器內的主要寄生參數

在所有開(kāi)關(guān)電源中，有一些常見(jiàn)的寄生參數，在觀(guān)察變換器內主要交流節點(diǎn)的波形時(shí)，可以明顯看到它們的影響。有些器件的數據資料中，甚至給出了這些參數，如MOSFET的寄生電容。兩種常見(jiàn)變換器的主要寄生參數見(jiàn)圖3。

有些寄生參數已明確定義，如MOSFET的電容，其他一些離散的寄生參數可以用集中參數表示，使建模變得更加容易。試圖確定那些沒(méi)有明確定義的寄生參數的值是非常困難的，通常用一個(gè)經(jīng)驗值確定，換句話(huà)說(shuō)，在進(jìn)行軟開(kāi)關(guān)設計時(shí)，元器件的選擇以能得到zui佳結果為原則來(lái)進(jìn)行。在線(xiàn)路圖中，合適的地方放置寄生元件非常重要，因為電氣支路只在變換器工作的一部分時(shí)間內起作用。例如，整流器的結電容只有在整流器反向偏置時(shí)會(huì )很大，而當二極管正向偏置時(shí)就消失了。表l列出了一些容易確定的寄生參數和產(chǎn)生這些參數的元器件，以及這些值的大致范圍。某些特殊的寄生參數值可以從特定元器件的數據資料中獲得。

印制電路板(PCB)對寄生參數的影響無(wú)處不在，好的PCB布局規則可以盡量減少這些影響。

流過(guò)尖峰電流的印制線(xiàn)對由任一印制線(xiàn)所產(chǎn)生的電感和電容很敏感，所以這些線(xiàn)必須短而粗。存在交流高電壓的PCB焊點(diǎn)，如功率開(kāi)關(guān)的漏極或集電極或者整流管的陽(yáng)極，極易與臨近印制線(xiàn)產(chǎn)生耦合電容，使交流噪聲耦合到鄰近的印制線(xiàn)中。通過(guò)“過(guò)孔”連接可以使交流信號印制線(xiàn)的上下層都流過(guò)同樣的信號。其余寄生參數的影響一般可歸到相鄰的寄生元件中。

搞清楚構成一個(gè)典型變換器的每個(gè)元器件上的寄生參數的性質(zhì)，將有助于確定磁性元件參數、設計PCB、設計EMI濾波器等。這是所有開(kāi)關(guān)電源設計中zui難的一部分。